Berechnen der Schaltverluste einer dreiphasigen Brücke

Auch dieser Beitrag basiert wieder auf der App-Note "Calculating Motor Driver Power Dissipation" von TI. Bei allen verwendeten Daten beziehe ich mich ebenfalls wieder auf mein letztes Brücken-Design.

• Betriebsparameter
• $U_{BAT} = 4,2V \cdot 18 = 75,6V$
• $I_{BAT} = 100A$ 
• PWM Frequenz: 24kHz 
• MosFETs
• $R_{DS(ON)_{MAX}}  = 4,5m\Omega$
• $Q_g = 58nC$
• 8 x FETs parallel

Treiberleistung

Der Vollständigkeit halber will ich auch kurz auf den Leistung- bzw. Strombedarf des Treibers eingehen. Dabei beziehe ich mich auf das Wiki von mikrocontroller.net zu MosFet-Treibern. Dort wird die Treiberleistung wie folgt berechnet.

$P_{Drv} = f_{sw} \cdot Q_{g_{Gesamt}} \cdot U_{Drv}$

Die Spannung $U_{Drv}$ ist hier die Spannungsversorgung des Treibers und damit die Spannung auf die die Gates umgeladen werden. Das die Highside noch 0,7V über die Bootstrap-Diode einbüßt vernachlässige ich in den folgenden Rechnungen. 

Die Ladung $Q_{g_{Gesamt}}$ steht hier für die Total-Gate-Charge $Q_g$ aller mit der PWM Frequenz $f_{sw}$ geschalteten FETs. In meinem Fall also $48 \cdot 58nC = 2784nC$. 

$P_{Drv} = f_{sw} \cdot Q_{g_{Gesamt}} \cdot U_{Drv} = 24kHz \cdot 2784nC \cdot 12V = 0,8W$

Daraus lässt sich dann auch der Strombedarf für den Treiber mit $I_{Drv} = \cfrac{P_{Drv}}{U_{Drv}} = \cfrac{0,8W}{12V} = 67mA$ berechnen.

Schaltverluste

Wirklich zubuche schlagen aber die eigentlichen Schaltverluste während des Umschaltens zwischen Low- und Highside.

Dafür setzt man üblicherweise eine linear steigende/fallende Spannung bei konstantem Strom voraus. Die Fläche des Spannungsdreiecks bestimmt damit die eigentliche Schaltverlustleistung. TI gibt deshalb pro Phase folgende Gleichung an:

$P_{sw_{Ph}} = 0,5 \cdot U_{BAT} \cdot  I \cdot t_{rf} \cdot f_{sw}$

Bis auf die Anstiegs- bzw. Fallzeit der Spannung sind alle benötigten Werte bereits bekannt. Für eine halbwegs gute Näherung setze ich einfach mal an, das der LM5101A 3A in die Gates von 8 FETs schiebt. Um die Gateladung der FETs mit 3A auf 12V zu laden braucht er:

$t_{rf} = \cfrac{8 \cdot Q_g}{3A} = \cfrac{8 \cdot 58nC}{3A} = 154ns$

Ja dabei vernachlässige ich bewusst die Abflachung des Anstiegs je höher die Spannung steigt. Aber im Grunde muss der FET ja auch nur über seinen Threshold und das ist bei 63% von 12V auf jeden Fall so. Zur Sicherheit nehme ich $t_{rf} =200ns$ an.

$P_{sw} = 3 \cdot 0,5 \cdot U_{BAT} \cdot  I \cdot t_{rf} \cdot f_{sw} = 1,5 \cdot 75,6V \cdot 82A \cdot 200ns \cdot 24kHz = 44,6W$

Gesamtverluste der Brücke

Alles in allem komme ich so auf eine Verlustleistung $P_v = 11,4W + 0,8W + 44,6W = 56,8W$. Wenn die Brücke bei dieser Verlustleistung bei 30°C Umgebungstemperatur nicht die zulässige Sperrschichttemperatur der FETs von 150°C übersteigen soll dann muss der thermische Widerstand der Kühlung unter $\cfrac{150°C - 30°C}{56,8W} = 2\cfrac{K}{W}$ liegen. 

Da ist es goldwert 48 FETs zuhaben. Denn ein FET allein hat bereits einen thermischen Widerstand von der Sperrschicht zum Gehäuse von $\approx1\cfrac{K}{W}$. Dieser reduziert sich glücklicherweise bei 48 FETs die doppelseitig an einen Kühlkörper angebunden sind auf  $\approx1/96\cfrac{K}{W}$ sprich $\approx0,01\cfrac{K}{W}$. Nichts desto trotz sind Kühlkörper mit weniger als $2\cfrac{K}{W}$ nicht gerade klein geschweige den leicht.

Wie ich das gekühlt bekomme werden ich sehen wenn der elektrische Aufbau steht.

Soweit erstmal die mathematische Auslegung. 

Die Tücken der Verlustleistung

Gleich vorweg der ganze Beitrag basiert auf der App-Note "Calculating Motor Driver Power Dissipation" von TI. Bei allen verwendeten Daten beziehe ich mich auf mein letztes Brücken-Design.

• Betriebsparameter
• $U_{BAT} = 4,2V \cdot 18 = 75,6V$
• $I_{BAT} = 100A$ 
• MosFETs
• $R_{DS(ON)_{MAX}}  = 4,5m\Omega$
• $Q_g = 58nC$
• 8 x FETs parallel

Durchlassverluste

Die App-Note geht hier zwar von einem DC Motor aus, aber das lässt sich ja auf Drehstrom übertragen. Für DC setzt TI folgende Gleichung an:

$P = (R_{DS(ON)_{HS}} \cdot I^2) + (R_{DS(ON)_{LS}} \cdot I^2)$

Der Strom fließt also aus der Highside in die Lowside und passiert bei einer DC-Vollbrücke genau zweimal einen FET. Bei einer dreiphasigen Maschine fließt in allen 3 Phasen der Strom. Deshalb passiert der Strom eine Lowside und zwei Highsides oder umgekehrt. Da nie die Highside und die Lowside einer Phase gleichzeitig aktiv sind (sein sollen) und die Thermodynamik langsam ist sieht die Gleichung für dreiphasenige System so aus:

$P_v = 3 \cdot (R_{DS(ON)} \cdot I^2)$

Ich habe hier gleich die $R_{DS(ON)}$ zusammen gefasst, weil alle gleich sind.

Jetzt ist aber noch eine Frage offen für die Berechnung der Verlustleistung. Wie hoch ist $I$ eigentlich? Da setze ich einfach mal den Energieerhaltungssatz an. Die Energie die rein geht muss auch wieder raus. Wenn man jetzt noch annimmt, dass der Wirkungsgrad des Umrichters $\approx1$ ist. Gehen schlanke $ U_{BAT} \cdot I_{BAT} = P_{BAT} = 75,6V \cdot 100A = 7560W$ von der Batterie in den Umrichter. Und die müssen ja auch wieder raus, aber da wird es dann auch wieder knifflig.

Warum? Weil der Innenwiderstand der Motoren so niedrig ist wird die Länge des Spannungsvektors nahezu allein durch die Drehzahl der Maschine bestimmt. (EMK Spannung) Der Spannungsabfall über dem Wicklungsinnenwiderstand kann vernachlässigen. Das Problem ist also wie sieht die Betriebsdrehzahl des Antriebs aus. Für ein Traktionsantrieb, also Fahrrad, KFZ usw. ist die Leerlaufdrehzahl der Maschine kein normaler Betriebspunkt. Da wird sich die Drehzahl im Mittel auf 50% der Leerlaufdrehzahl der Maschine belaufen. Bei einem Propellerantrieb, hingegen ist eine Betrieb nahe der Leerlaufdrehzahl sehr wahrscheinlich.

Langer Rede kurzer Sinn: Niedrige Drehzahlen bedeuten mehr Strom und damit ist der Antrieb als auch der Umrichter in einem ungünstigeren Betriebspunkt. ABER: Das soll ja eine Abschätzung sein und deshalb nehmen wir einfach einen Betriebspunkt und zwar Leerlaufdrehzahl und volle Lotte Strom. Bei voller Leerlaufdrehzahl muss der Umrichter den längst möglichen Spannungsvektor fahren.

Stern oder Dreieck

Egal. Zumindest für den Umrichter. Für die Rechnung nicht. Und um diese möglichst "einfach" zu halten nehme ich Stern an. Weiterhin sage ich an dem Motor liegt ein gültiger Spannungsvektor von $[1; 0,5; 0]$ an. Phase A ist hierbei fest auf $U_{BAT}$, Phase B bekommt eine 50% PWM und Phase C liegt fest auf $GND$. In dem Fall sehen die Spulen A und C eine Spannung von $0,5 \dot U_{BAT}$. Bei geschickter Modulation (SVPWM) lassen sich ca. 15% mehr Spannungshub rausholen. Deshalb sieht jede Spule im Stern maximal $1,15 \cdot 0,5 \cdot U_{BAT}$. 

Für die Leistungsberechnung ist aber nicht der Spitzenwert, welchen wir jetzt berechnet haben , interessant sondern der RMS Wert. Somit ergibt sich eine wirksame Spannung von

$U_L = \cfrac{1,15 \cdot 0,5 \cdot 75,6V}{\sqrt(2)} = 30,74V$

pro Phase. Weil wir drei Phasen haben die mit $P = U \cdot I$ zusammen auf $7560W$ kommen sollen, muss noch etwas umgestellt werden und siehe da:

$I = \cfrac{ P_{BAT}}{3 \cdot U_L} = \cfrac{7560W}{3 \cdot 30,74V} = 82A$

Es fließt also ein Strom mit dem Effektivwert von $82A$ durch jede Phase und damit durch jeden aktiven $R_{DS(ON)}$

$P_v = 3 \cdot (R_{DS(ON)} \cdot I^2) = 3 \cdot (\cfrac{4,5m\Omega}{8} \cdot 82A^2 = 11,4W$

Und spätesten die $11,4W$ sollten jedem klar machen, dass dieses Brücken Design mit 65x85mm echt klein ist. Ich bin gespannt. 

Die Schaltverluste kommen Morgen im nächsten Post.

Leistungsbrücke: "Monster MK II"

Als die CPU feststand habe ich erst einmal überlegt, wie ich eine deutlich leistungsfähigere Brücke, als die des TDC bauen kann.

Die Schlüsselerkenntnis aus dem TDC ist für mich: Leiterbahnen haben einen NICHT zu vernachlässigenden Widerstand :).

Aber mehr als 70µm Kupferauflage ist für Einzelstücke quasi nicht zu bezahlen, bzw. will ich nicht allein für die unbestückte Platine 500€ ausgeben. Deshalb musste eine einfache Platine mit 4 Lagen a 70µm Kupfer reichen. Wirklich Strom bekommt man da aber nur mit mehr Fläche durch. Oder ....

Leiterquerschnitt erhöhen

Bei günstiger Leistungselektronik sieht man immer wieder aufgelötete massive Kupferdrähte, die den leitenden Querschnitt einer Leiterbahn erhöhen sollen. Aber dafür muss ich viele Kupferdrähte ziehen, zuschneiden und auflöten was ziemlich fummelig ist und dafür bringt es immer noch zu wenig Querschnitt. Da hilft nur richtig massives Material. Deshalb habe ich mir 6x3mm Flachkupfer Stäbe auf ebay bestellt. Die kann ich hochkant auf die Platine löten und komme so auf mehr als 18mm² Querschnitt (es kommt ja noch die Bahn darunter mit dazu). Nach VDE Norm kann ein 16mm² Leiter frei in der Luft verlegt 98A bei einer Umgebungstemperatur von 30° ab.

Ich bin gespannt wie sich die Temperatur bei meinem Aufbau verhlt. Aber da die Flachkupferstangen stehend verlötet sind bilden sie quasi "Kühlrippen" und ich erhoffe mir jetzt einfach mal, dass das etwas bringt 😉.

Die FETs

Da mache ich keine großen Experimente. Ich bleibe bei SO-8 ähnlichen Gehäusen nur braucht es bei dem Strom ein paar mehr. Meine Wahl fiel auf die TPW4R50ANH. 

Absolute Maximum Ratings

Characteristics	Symbol	Rating	Unit
Drain current	ID	92	A
Power Dissipation	PD	142	W
Drain-Source voltage	VDSS	100	V
Gate-Source voltage	VGSS	+/-20	V

Electrical Characteristics

Characteristics	Symbol	Condition	Value	Unit
Input capacitance (Typ.)	Ciss	-	4000	pF
Total gate charge (Typ.)	Qg	-	58	nC
Drain-Source on-resistance (Max)	RDS(ON)	|VGS|=10V	0.0045	Ω

Mit einer Spannungsfestigkeit bis 100V ist dann auch gleich der Spannungsbereich fix. Für 18 - 20S (72V) sollten diese FETs hobbytaublich Dimensioniert sein. 60V Batteriespannung sollten aber sicher problemlos möglich sein. 

Außerdem war für mich das DSOP-Gehäuse der FETs ein wichtiges Auswahlkriterium. Denn das Gehäuse führt den Source Kontakt an der Gehäuseoberseite flächig nach außen.

Toshiba nennt das dann "double sided cooling". Das Prinzip ist aber ähnlich wie bei den Directfets von Infineon/IR.

Nur kosten die 1/3 von dem was ein vergleichbarer Directfet kostet. 

Die Frage ist jetzt noch wie viele von den FETs schaltet man parallel. Antwort: Soviele wie möglich 😁

Leider gibt es Grenzen. Damit die FETs in den Genuss von doppelseitiger Kühlung kommen, müssen alle auf die selbe Platinenseite. Sonst würden sich die FETs gegenseitig erwärmen. Denn die Lötseite des DSOP-Gehäuses ist immer noch, die mit dem besten Wärmewiderstand. Wenn jetzt aber alle FETs auf eine Seite kommen, darf auf der Seite auch kein höheres Bauteil bestückt werden, wenn ich einen unbearbeiteten Kühlkörper verwenden will. Da ist dann 0402 angesagt. (Die FETs sind 0,8mm hoch, 0402 ist 0,5mm hoch)

Ausgehend vom TDC der mit 2 ungekühlten FETs ca. 20A dauerhaft fahren kann und ich auf 100A kommen will brauche ich schlanke 10 FETs in parallel...puhhh. Aber die Kühlung ist ja besser 😉

macht also 8 FETs. Außerdem klingt 48 auch besser als 60 FETs. Das macht dann lumpige 464nC Total Gate Charge insgesamt. Eigentlich kein schlechter Wert. 2 Dicke D²-PAK-7 FETs haben mehr.

Der Gate-Treiber

Eigentlich wollte ich meinen Feld, Wald und Wiesen Treiber den IR2186 nehmen, doch dann hatte ich kurzzeitig die Schnapsidee einen isolierten Gatetreiber zu verwenden. Da ich dafür 4 separate isolierte 12V DC/DC Wandler bräuchte fällt das gleich flach. Aber beim recherchieren nach isolierten Treibern ist mir ein Kennwert aufgefallen, der bei unisolierten Treiber quasi nicht erwähnt wird. Die Propagation Time, also die Zeit zwischen logischem Eingang auf High und dem High am Ausgang des Treibers. Und da ist der Steinzeit IR2186 auf dem Niveau eines normalen isolierten Treibers. Der braucht dafür 170ns!!! Folglich habe ich mich mal auf die Suche nach einem neuen Treiber begeben und ich bin bei TI fündig geworden. Der LM5101A hat einen Propagation Delay von nur 25ns und ist auch noch in fast allen anderen Werten besser. Einziger Haken ist er kann nur 100V ab. Was mich aber nicht stört, mehr können die FETs auch nicht. 

Die Strommessung

Wenn ich die Leitfähigkeit der Bahnen erhöhe dann muss ich mir auch die Strommessung als solches vornehmen. Aber meine aktuelle Lieblingstechnologie bietet auch hier Linderung. Der AMC1304M05 hat einen Eingangsspannungsbereich von +/-50mV bei einem SNR von 80dB typisch.

(20dB  entsprechen Faktor 10, da dB eine logarithmische Einheit ist bedeutet eine Addition von 20dB + 20dB = 40dB  = 10x10 = 100, bei 80dB SNR ergibt sich ein Signal zu Rauschabstand von 1 zu 10000, 20dB x 4 => 4 Nullen hinter der 1) 

Er löst also auf ca. 5µV effektiv auf 😎. Als Shunt passt da wunderbar der WSLP5931 von Vishay mit 0,3mR. Damit bin ich bei einer absoluten Messbereichsgrenze von 216A und einer linearen Messung von +/-166A. Außerdem kann der AMC1304M05 über die Bootstrap Spannung der High Side FETs versorgt werden, den er hat einen internen LDO. Leider merkt man dass auch am Gehäuse Wide Body SOIC-16. 

Das Board

KiCAD Daten: https://bitbucket.org/thunderdrive/power_bridge

STM32F767 oder STM32H743 mit Delta Sigma Demodulatoren

Nach dem mich ein stiller Mitleser daran erinnert hat, dass den Blog vllt. doch jemand ließt schreibe ich wieder. Zumal ich meine Gedanken mal wieder nieder Schreiben muss, sonst drehe ich gedanklich noch 5 Runden nur im vor den selben Entscheidungen zustehen.

In meinem letzten Post habe ich zwischen den XMC4xxx von Infineon und dem ADSP-CM4xx von Analog geschwankt. Der XMC war mir zu langsam allein von den Daten her. Der ADSP-CM4xx ist schlecht erhältlich  und es existiert quasi kein GCC portierter Code für den Prozessor. Alle Libs von Analog sind für IAR. Drum habe ich mich sehr über die STM32F76x Prozessoren mit Delta Sigma Demodulatoren gefreut. Dabei habe ich die Ankündigung für den STM32H743 gesehen, den es auch noch in LQFP100 gibt.

Da der STM32H743 und die STM32F76x pinkompatibel sein sollen habe ich mich auf den STM32F767 in LQFP festgelegt. Mit der Option später auf einen STM32H7 upgraden zu können. Außerdem bietet der STM32H743 noch eine HRPWM, die vllt. noch eine Möglichkeit ist um die Systemgenauigkeit weiter zu erhöhen.

Die Controllerauswahl

Vorwort

Wie so oft bin ich der Zeit am grübeln, was man noch anders und besser machen kann bei den Motorreglern. Der größte Punkt ist hier bei für mich eine maximal saubere Strommessung. Bisher bin ich mit den ACS Sensoren von Allegro wie auch der Lowside Shuntmessung nicht zufrieden.

Bei der Lowside-Messung stört es mich, dass ich nur einen Messwert pro PWM-Periode zur Verfügung habe und darauf angewiesen bin, dass zum Zeitpunkt der Messung der OP auch auf die korrekte Ausgangsspannung eingeschwungen ist. (Stichwort: settling time / slew rate)

Bei den ACS Sensoren kann ich zwar mehrere Messwerte pro Periode aufnehmen, aber diese Sensoren haben gerade bei Strömen um 0A herum das Problem einer Hysterese. Der Sensor kann quasi keine 0A ausgeben sondern er gibt entweder -0,1A oder +0,1A aus. Bei einem Nulldurchgang des Stromes von negativ nach positiv bleibt der Sensor erst auf -0.1A kleben und springt auf 0.1A wenn der Strom auf 0,1A gestiegen ist. Im Mittel geht sich das meißt aus für langsame Signale. Jedoch hört man die Verformung des Stroms bei höheren Drehzahlen.

Da ich die Motorregler ohne kommerziellen Hintergrund baue und beim Hobby immer gilt: Wie kann ich mit möglichst viel Aufwand Zeit und Geld verbrennen, will ich mich mit diesen Lösungen nicht zufrieden geben auch wenn sie gut funktionieren.

Lange Rede kurzer Sinn: Die STM32 sind mir zu General Purpose. Ich suche einen Motor Control spezifischeren µC mit Cortex M Kern und Floating Point Unit um das portieren und die Einarbeitung möglichst einfach zu halten.

2 Interessante Kandidaten sind hier für mich der ADSP-CM403 von Analog Devices und der XMC4700 von Infineon.

ADSP-CM403

• ARM Cortex M4 Core with Floating Point Unit to support advanced programming models and complex algorithms with speed grades of 100 to 240 MHz.
• Dual 16 bit SAR ADCs with no missing codes, 13+ ENOB, 380ns conversion speed for high precision closed loop control.
• 128 to 384KB SRAM and 256KB to 2MB flash memory options for a wide range of program and data memory requirements.
• Advanced PWM and timer functions for improved PV inverter and motor drive performance.
• Two CAN interfaces, three UARTS, two SPIs, two SPORTs, eight 32-bit timers, two two-wire interfaces and four quadrature encoder interfaces.
• SINC filters for glueless connection to AD74xx isolated converters.
• Harmonic Analysis Engine for compliant grid connection.
• 14x14 120 lead LQFP package with 40 GPIO pins, 24 ADC input pins and 2 DAC output pins optimized for PV inverter applications.
• Up to 105C ambient operating temperature for support of industrial applications.

XMC4700

• ARM ® Cortex ®-M4 @ 144MHz
• 1536kB Flash, 276kB RAM
• Data and IP Protection on Flash
• 6 x CAN nodes
• EthernetMAC, USB-OTG, SD/MMC
• 6 channel USIC (configurable to SPI, UART, IIC, IIS)
• External Bus Unit
• 4 x 12-bit ADC, 18 input channels, 4 x parallel sampling and conversion
• 2 channel 12bit DAC
• 4 channel ∆Σ Demodulator
• 24 x 16-bit special purpose timers, dead time generation
• 2 x Position Interface
• Watch Dog Timer, Real Time Clock
• XMC4000 Functional Safety Package
• LQFP100
• -40 - 85°C

Der ADSP ist ein ziemliches Monster mit 240MHz und 16Bit ADCs die eine effektive Auflösung von mehr als 13Bit liefern. Der Infineon stellt quasi den vernüftigen Mittelweg dar, aber der ADC ist nicht wirklich besser als der des STM32. Nur die Timer sind vielfältger.

Wenn man einmal genau überlegt was Analog mit dem ADSP für einen Proze baut bin ich tief beeindruckt. Auch wenn die Dinger doppelt so teuer sind. Der STM32 kommt auf eine ENOB von 10,8Bit bei einem 12Bit ADC ist das meiner Meinung nach schon sehr hingelogen. Aber Analog gibt mehr als 13Bit ENOB für den SAR ADC des ADSP an. Das bedeutet eine um mindestens 4mal (fast 8mal) höhere Auflösung als der STM32 liefern kann.

Ich hatte ursprünglich gedacht ich nehme für den Pitchregler des Constant Speed Prop einen XMC1100 aber irgendwie nervt es, sich für so ein im Vergleich kleines Projekt in einen anderen Prozessortyp einzuarbeiten. Ich hatte eigentlich gehofft das DAVE von Infineon mit seinen konfigurierbaren Peripherieblöcken mir die Arbeit bei der Konfiguration der Timer usw. abnimmt. Aber diese Blöcke sind quasi nicht zu gebrauchen. Ein LED Blinky ist damit zu machen, vllt. auch eine LED dimmen und das war es dann auch schon. Für so eine elementare Funktion wie ein Capture für PPM-Eingänge gibt es nicht. Das ist echt schade. Sonst wäre DAVE eine echte Alternative um schnell die Peripheriekonfiguration zusammen zu kloppen und sich dann um die Applikation zu kümmern.

Deshalb gehe ich wieder auf dem STM32F3 für den Pitchregler und die nächste Ausbaustufe für den ThunderDrive wird dann mit dem ADSP-CM4xx implementiert. Leider bietet Analog nur Beispiele und Code-Unterstützung für IAR an. Ich müsste also für eine freie IDE den Startup Code und das Linkerstript für den Prozessor erstellen. Das sollte aber kein allzu großes Hindernis sein. Vor der Konfiguration des Caches des Prozessors habe ich mehr Respekt. Was solls das ist ja schließlich Hobby. Wenn ich so eine voll Inbetriebnahme mit neuer Toolchain in Angriff nehme ist es denke ich auch gleich sinnvoll nicht auf den betagten GCC zu setzen sonder auf cLang zu gehen. Aber da muss ich mich erstmal weiter belesen, wie die cLang Integration mit Eclipse und dem GDB funktioniert.

Erster Test auf dem Dyno-Teststand

Automatische Schub und Drehzahlregelung bei einem Constant Speed Prop

Im RC-Network wird aktuell ein Thread über den Bau eines Constant Speed Propeller, diskutiert.

Weil das Thema eine interessante Anwendung für einen Umrichter wie den ThunderDrive ist, hatte ich vorgeschlagen die Automatisierung des Props zu übernehmen. Darauf hin kam Jüge, der Threadstarter, auf mich mit ein paar Anforderungen zu.

Im wesentlichen geht es um folgende Betriebsmodi:

• Normal / CUT: Keine Regelung. Motor über Knüppel und Pitch/Verstellung über Slider.
• Idle 2 / FLIGHT IDLE: Hier ist das gleiche, nur dass die Drehzahl bei 12000rpm liegt.
• Idle 1 / GROUND IDLE: Regelung mit Begrenzung bei z.B. 4000rpm. Solange nicht genügend Gas gegeben wird, bleibt der Pitch auf Minimum, um das Moment so klein wie möglich zu halten, damit der Prop auf die gesetzte Drehzahl beschleunigen kann. Hat der Propeller 4000rpm erreicht und es wird mehr Gas gegeben, so erhöht der Regelkreis den Pitch, um das Moment zu überhöhen.

Zu erst dachte ich, das wirt simpel. Drehzahl messen und regeln mit dem Pitch als Stellgröße. Ein simpler PI-Regler würde das schon tun. Aber so einfach wie es auf den 1. Blick wirkt ist das Thema aber gar nicht. Was ich nicht bedacht hatte, war das unterschiedliche Verhalten der Antriebe. Ein Verbrennungsantrieb (Egal ob Zerknalltreibling oder Turbine) ist leistungsgesteuert, Mehr Gas ergibt mehr Leistung, aber bei konstantem Gas bricht bei Belastung die Drehzahl ein. Das ergibt sich aus der Gleichung für die mechanische Leistung.

Leistung = Drehmoment * Drehzahl

Ersetzt man den Verbrennungsantrieb durch einen BLDC-Motor mit einem Standard BLDC-Regler, hat man keinen leistungsgesteuerten Antrieb mehr sondern einen drehzahlgesteuerten Antrieb. Das ergibt sich einfach gesagt aus der Drehzahlkonstante Kv die üblicherweise in rpm/V angegeben wird und der Arbeitsweise der BLDC-Regler. Denn diese "Regler" stellen abhängig von ihrem Sollwert (0% - 100%) eine Spannung von 0 - Akkuspannung ein. Im Leerlauf entspricht die Drehzahl des Motors

Drehzahl = Sollwert * Kv * Akkuspannung

Jetzt mag man geneigt sein zu sagen, dass die Drehzahl unter Belastung auf bei E-Motor absinkt und das stimmt auch aber nur um einen sehr geringen Teil:

Drehzahl = Sollwert * Kv * Akkuspannung - Rs * Wicklungsstrom

Rs ist der Innenwiderstand der Wicklung (Der wird sogar bei Modellbaumotoren oft angegeben). Der Strom durch die Wicklung welcher sich durch die Belastung des Motors ergibt sorgt somit für einen Spannungsabfall in der Wicklung. Das hat zur Folge das die Spannung die der Motor in Drehzahl umsetzen kann sinkt und folglich auch die Drehzahl an der Welle. ABER der Rs ist so gering, dass man diese Spannung auch vernachlässigen kann. Übliche Werte für Rs liegen je nach Leistungsklasse des Motors bei 100mOhm bis runter zu 10mOhm. Die Drehzahl sinkt so unter Volllast nur um gut 10% ab.

Selbst wenn man den Innenwiderstand der Motor- und Akkuzuleitungen sowie den Innenwiderstand des Akkus selbst mit einbezieht kommen nicht mehr als 20% Drehzahleinbruch zusammen.

Long story short: Wenn der Gasknüppel so steht das der Prop an die eingestellte Drehzahl des Pitchreglers kommt, dann würden 2 Rasten mehr am Knüppel dazuführen das der Motor überlastet wird weil der Pitchregler versucht die Drehzahl mit mehr Pitch zu halten und der Motor der höheren Spannung des Reglers folgt. Die einzige Variable Größe ist hier der Strom und der steigt soweit an des entweder der Motor oder der Regler stirbt.

Deshalb braucht der Pitchregler nicht nur die Drehzahl sondern auch den Strom des Motors um die Motorleistung zu messen. Damit kann dann auf den Gasknüppel eine Antriebsleistung von 0%-100% gelegt werden.

So glaube ich ließe sich zum einen ein Scale-Verhalten des gesamten Antriebs erreichen und eine maximale Feinfühligkeit für den Schub am Knüppel. Außerdem kann der Pitchregler so immer sicherstellen, dass Motor und Regler nicht überlastet werden.

Und all das will ich fürs erste in ein XMC2Go packen.

Erster Test mit Propeller

Ich habe jetzt mal ein Video gemacht wie sich der TDC an ein einem GTX3546 mit einem Kv von 650rpm/V verhält. Leider hatte ich nur eine 10x8" Latte da, aber für einen ersten Eindruck reichts.

Löppt.

Nach dem ich lange nichts geschrieben habe gibt es jetzt mal wieder bewegte Antriebe in bewegten Bildern zusehen. Der kleine TDC läuft und das sehr Problemlos.

Ich war aber in der Zwischenzeit nicht untätig, ich hab mal wieder einen Großteil der Software umgebaut um die Regelung zu vereinfachen. Dabei raus gekommen ist ein Konzept in dem nur noch die Drehmomentregelung und der Beobachter mit 24kHz laufen. Alle anderen Regelungen und Auswertungen laufen nur mit 1kHz. Für die Drehzahlregelung welche ich z.B. neu eingebaut habe ist das vollkommen ausreichend. Damit ich aber keine Probleme mit einer Unterabtastung bekomme musste ich die 24kHz Momentanwerte mit einem Tiefpass filtern. Da ich aber nicht für alle Werte wie Spannungen, Ströme, Drehzahl und Lastmoment IIR-Filter in der 24kHz schneller Regelung berechnen wollte wurde für jeden einzelnen Momentanwert ein Puffer eingeführt. Jetzt werden die letzten 50 Werte in einem Ringpuffer gespeichert und ich kann in der langsamen 1kHz Regelung
FIR-Filter berechnen. Das reduziert den Rechenaufwand auf ein 24tel (Wenn IIR und FIR eine ähnliche Ordnung haben).

Außerdem können so Unabhängig von der Regelung Algorithmen zur Offline Parameter-Identifikation benutzt werden. In der Hoffnung die Motorparameter während des Betriebs immer genauer bestimmen zu können. Die Regelung wird davon nicht direkt beeinflusst und ggf. instabil,
sondern wenn alle Parameter auf einander abgestimmt sind können sie gleichzeitig definiert übernommen werden.

Inbetriebnahme vollständig

Es ist geschafft die Inbetriebnahme ist komplett. Alle Messungen laufen sauber und die Phasenzuordnung der Strommessungen zu den PWM-Kanälen sowie zu den Anschlüssen passt.

Es gibt aber noch ein paar Punkte die ich in einer nächsten Hardware-Version ändern würde.

• Footprint der Shunts, die Trennung von Messanschluss und Leistung ist parallel zum Shunt besser zu löten. Aktuell musste ich Silberdrahtstücke neben die Shunts löten.
• Die Pads für die Batterieanschlusskabel müssen nach außen auf der Platine, aktuell stören die Kabel über der Platine.
• Die HOTT-Pads müssen auch auf die Stirnseite neben den PPM Eingang, an der Seite sind die Pads ungünstig.
• Die Kerkos an der Brücke bei den Shunts müssen gleichmäßig gleichmäßig verteilt werden, damit die Elkos flach über die Shunts passen. Die Elkos über den STM zu legen geht aber auch sehr gut, ist vllt. auch etwas kühler also über den Shunts.
• AVDD mit Ferrit an 5V anschließen. 
• Befestigung der Goldkontakte für den Motor durch feste PADs mit Kantenmetallisierung(teuer) am Rand der Platine ersetzen. Die aktuelle Variante ist nicht so schön. 
• Vllt. BEC Stepdown durch einen Integrierten im TO-PMOD-Gehäuse ersetzen. Sowas wie den LMZ14203.
• Größere Gehäuse für die diversen Kerkos vorsehen die höheren Spannungen ausgesetzt sind.
• den JTAG/SWD Anschluss etwas weiter nach links verschieben, das der Stecker fürs Flachbandkabel sauber passt.

Die ersten Prototypen mit allen Anschlüssen (oben: 3,5mm Goldis, unten 4mm Goldies)

Aber alles in allem können diese Prototypen jetzt gequält werden. Der untere Umrichter kommt an den Motorteststand mit einem Dymond HQ6060 als Antriebsmaschine und einem Turnigy 6374
mit 192 Kv als Lastmaschine. Und dann muss diese Variante zeigen das sie die gleichen Tests kann wie der große Umrichter. Und ich bin sehr gespannt auf das Wärmeverhalten der Kleinen.

Das Ziel ist es dann beide Prototypen an je einer Maschine zu betreiben und die Energie im Kreis
zu fahren. Damit sollte mein 30V 15A Labornetzteil erstmal reichen um beide Regler ordentlich zu belasten.